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先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計

發(fā)布時間:2021-03-09 來源:Zhihong Yu,Walter Yeh 責任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】近年來,為了進一步改善全球節(jié)能,全球監(jiān)管機構(gòu)提出了新的效率標準。隨著美國能源部(DOE)出臺的一系列新要求,制造商必須提高現(xiàn)有獨立電源產(chǎn)品的效率以達到DOE VI級標準,才能在美國市場銷售。此外,制造商還需要設(shè)計符合其它能源規(guī)格的產(chǎn)品,例如歐盟CoC V5Tier2規(guī)格。
 
為了提高交流轉(zhuǎn)直流適配器的效率,將輸出續(xù)流肖特基二極管換成基于MOSFET的同步整流控制器(SR)時通??商嵘??3%或者更高的效率。還有發(fā)現(xiàn)使用SR有助于節(jié)省二極管散熱片成本和人工組裝的成本,設(shè)計人員還可以使用更便宜的初級MOSFET或者更細的輸出線纜來節(jié)省成本,且依然能達到目標效率。
 
因篇幅所限,本文無法涉及SR設(shè)計的全部細節(jié),而精選了幾個在工程師設(shè)計同步整流電路時一些實際的話題用以討論。
 
SR的連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)
 
在圖1中,反激式SR控制器用于驅(qū)動AC / DC適配器中的次級MOSFET開關(guān)。這里,反激控制器可以在臨界導(dǎo)通模式(CrM),連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)或斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下運行。
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計
圖1:快速充電器中使用的反激式電源的典型框圖
 
適配器在啟動或滿載的狀態(tài)下是以CCM模式運行,在主開關(guān)試圖導(dǎo)通時,SR開關(guān)中的電流被設(shè)置不能降至零。因此,需要防止初級側(cè)到次級側(cè)的擊穿而導(dǎo)致高壓尖刺和潛在損壞,而因此需要快速地關(guān)閉SR。MPS的解決方案是調(diào)整SR開關(guān)VG電壓來保持MOSFET的VDS恒定。隨著在CCM模式期間電流的下降,驅(qū)動器的VG電壓也隨之下降,直到MOSFET運行在線性工作區(qū)(見圖3)。因此,當電壓最終反向時,驅(qū)動器會基于很低的VG電壓來快速關(guān)斷,以此來確保在CCM模式下安全運行。因為它不受線路的輸入條件的影響,因此這是一種穩(wěn)定的控制方法。此外,通過最大化SR MOSFET的導(dǎo)通時間和最小化體二極管導(dǎo)通時間,可確保最佳的效率。MPS的SR控制器不僅可以支持CCM模式,還可以支持DCM和CrM模式。
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計
圖2:CCM模式下初級和次級電流波形
 
有關(guān)MPS的CCM兼容模式下的SR設(shè)計和操作的詳細說明,請參閱AN077應(yīng)用筆記。1.
 
在CCM模式下和CrM模式下MOSFET封裝電感的影響
 
次級電流切換時總會有一些開關(guān)上升/下降時間(如圖2所示),由輸入/輸出,變壓器匝數(shù)比和電感來決定。MOSFET封裝電感也會影響次級電流的關(guān)斷。
 
隨著次級電流開始改變極性并關(guān)斷(圖4中的t1),MOSFET封裝電感(Ls)會在檢測到的Vds上產(chǎn)生瞬時電壓,如公式(1)和公式(2)所示:
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計 (1)
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計 (2)
 
其中,dc是DC平均輸入, n 是變壓器匝數(shù)比,Ls 是漏感。
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計
圖3:MPS SR控制器操作原理
 
對于采用TO220封裝的MOSFET,封裝電感在100kHz頻率時可高達6.4nH,而Vlk可以高達幾百mV,達到SR控制器的關(guān)斷閾值,使SR控制器關(guān)斷門極( 從t1開始)。由于t1關(guān)斷時間相對較早,因此稍高的封裝電感有助于防止擊穿,特別是在深CCM條件下。
 
對于各種電路設(shè)計,我們可能會在CCM模式中看到不同的關(guān)斷波形(參見圖4a和圖4b)。如圖4a,電流降至零,但SR并未完全關(guān)閉。因此,交叉?zhèn)鲗?dǎo)可能發(fā)生并會反映在反向電流中。而相對最佳的設(shè)計是SR能夠在次級電流變?yōu)榱悖╰2)之前關(guān)閉,如圖4b。更值得關(guān)注的是,如圖4c中所示,在CrM模式中,當副邊電流幾乎為零時,SR控制器隨之關(guān)斷,這意味著總是存在一個反向電流dI / dt * Toff。
 
當MOSFET的封裝電感非常小時(例如QFN或SOIC封裝),SR門極相對關(guān)斷會更延遲。即使在Vds調(diào)節(jié)控制下降低Vg,反向電流仍然大于具有較高封裝電感的MOSFET。這與主題1中介紹的Vds控制無關(guān)。
 
<p下面列出了一些改進選項,這些選項可以在同一應(yīng)用中組合使用。
 
●    選擇Qg非常低的SR MOSFET(以加速關(guān)斷)。
 
在SR MOSFET上增加一個RC snubber 吸收電路(以吸收反向電壓尖峰)。使用具有高關(guān)斷電流的SR控制器。增加變壓器漏感以減慢關(guān)斷時的次級電流dI / dt(但會導(dǎo)致更高的初級MOSFET電壓尖峰)減緩初級MOSFET導(dǎo)通時的上升斜率(損失效率)。使用具有較高Vds控制電壓的SR控制器(圖2中使用MPS的MP6902為70mV)。在較高的Vds控制電壓情況下,MOSFET可以進入更深的線性區(qū),在開關(guān)關(guān)斷之前Vg就達到很低的水平,從而快速關(guān)閉。
 
振鈴—優(yōu)點與缺點
 
當MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時,PCB布局和系統(tǒng)中產(chǎn)生的離散電感與元器件中的寄生電容會導(dǎo)致一些振鈴。如果不能適應(yīng)振鈴造成的影響,輕則可能會使效率降低,重則會導(dǎo)致一些致命的問題。
 
振鈴引起的問題如圖4所示。當次級電流下降到零時,初級開關(guān)電壓Vds在變壓器的主電感和MOSFET Cds之間會產(chǎn)生諧振,這個諧振電壓會折射到次級側(cè)。通常,這個諧振谷值不應(yīng)該會接觸到地平面,但有時諧振谷值可能會下降到SR的導(dǎo)通閾值。這可能是因為諸如原邊RCD緩沖器中二極管的反向恢復(fù)等因素引起的。
 
由于Vds電壓諧振的斜率總是遠低于實際開關(guān)關(guān)斷的斜率(得益于較大感量的主電感),因此MPS的MP6908使用獨特的可調(diào)斜率引腳來幫助確定何時副邊MOS真正關(guān)斷,以及何時是正常的Vds電壓諧振(如圖4所示)。
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計
圖4:在消磁振鈴期間潛在錯誤開啟的SR波形
 
根據(jù)實際需要更換肖特基二極管
 
雖然SR的優(yōu)勢已經(jīng)被廣泛接受,但將肖特基二極管的設(shè)計改為使用SR驅(qū)動器和MOSFET的設(shè)計方案,仍然需要在BOM中增加許多元器件,并需要重新認證等工作。
 
另一種解決方案是將SR MOSFET集成到SR驅(qū)動器IC內(nèi)部,創(chuàng)建緊湊的封裝來替換肖特基二極管,而不需要對變壓器進行任何更改,這個全新的設(shè)計使BOM變化最小(見圖5)。這種解決方案被稱為理想二極管方案。
 
MPS新型理想二極管的優(yōu)點如下:
 
●    最小的BOM和電路板空間。
●    在高側(cè)或低側(cè)無需輔助繞組即可直接更換肖特基二極管。
●    優(yōu)化的集成門極驅(qū)動器。
●    針對不同的功率等級和額定電壓優(yōu)化MOSFET。
●    靈活的SMT和通孔封裝選項。
 
為什么MPS MP6908是適用于實際SR控制設(shè)計的選擇?
 
MP6908是MPS最新的SR控制IC,而且未來將有一系列基于MP6908控制器創(chuàng)建的理想二極管方案。該控制器IC的一些主要功能包括:
 
●    不需要用于高側(cè)或低側(cè)整流的輔助繞組。
●    支持DCM,準諧振和CCM運行模式。
 
支持低至0V的寬輸出范圍(即使輸出短路時,SR保持供電,短路電流也不會通過MOSFET的體二極管流通)。振鈴檢測可以防止錯誤導(dǎo)通。超高速15ns傳播延遲和30ns關(guān)斷延遲。
 
先進的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計
圖5: MP6908控制器和低側(cè)和高側(cè)的理想二極管應(yīng)用電路
 
總結(jié)
 
本文介紹了與實際工程情況相關(guān)的同步整流器(SR)設(shè)計。通過更多地了解終端應(yīng)用,MPS能夠定義和創(chuàng)建更好的SR控制IC。
 
1 MPS MP6902 Application note: http://www.monolithicpower.com/pub/media/document/AN077_r1.0.pdf?utm_source=mps&utm_medium=article&utm_campaign=content
2 https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4147.pdf
 
 
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