【導(dǎo)讀】ADC 是基于多種不同電路架構(gòu)設(shè)計(jì)的復(fù)雜系統(tǒng)，例如閃存、SAR、Delta-Sigma (ΔΣ)和流水線結(jié)構(gòu)。根據(jù)架構(gòu)和特定電路實(shí)現(xiàn)，不同的電路元件可能是非線性的主要來源。盡管有多種設(shè)計(jì)，但我們?nèi)匀豢梢哉J(rèn)識到在高速 ADC 中增加 SFDR 的兩個(gè)主要限制，即 S/H 電路和 ADC 的編碼器部分。為了更好地理解這一點(diǎn)，請考慮圖 3 中所示的 SAR ADC 框圖。
有多種不同的規(guī)格可用于表征電路線性度。SFDR 指標(biāo)是一種常用的規(guī)范。該指標(biāo)定義為所需信號幅度與感興趣帶寬內(nèi)雜散的比率（圖 1）。
圖1. 顯示 SFDR 指標(biāo)的圖表。
對于 ADC，SFDR 展示了 ADC 如何在存在大信號的情況下同時(shí)處理小信號。作為一個(gè)例子，考慮一個(gè)接收器應(yīng)用程序。假設(shè) ADC 輸入由 +1 dBm 阻塞信號和 -75 dBm 所需信號組成。在這種情況下，由于ADC 非線性，大阻塞器可能會在 ADC 輸出處產(chǎn)生不需要的雜散。這些不需要的雜散由圖 2 中的紫色組件顯示。
圖2. 該圖以紫色顯示不需要的雜散。
如果雜散足夠接近所需信號并且足夠大，則可能會將 SNR 降低到不可接受的水平。當(dāng)今通信系統(tǒng)的嚴(yán)格要求可能需要 95 dB 范圍內(nèi)的高 SFDR 值。然而，普通 ADC 無法提供這種水平的線性度。下面的表 1 比較了 Analog Devices 的四種高性能 ADC 的一些關(guān)鍵參數(shù)，應(yīng)該可以幫助您了解高性能 ADC 的 SFDR 范圍。
表 1. 四種高性能 ADC 的關(guān)鍵參數(shù)。使用的數(shù)據(jù)由Analog Devices提供
此外，該表還強(qiáng)調(diào)了 SNR 和 SFDR 指標(biāo)之間的權(quán)衡。對于該表中的前三個(gè) ADC，它們使用相同的 IC 技術(shù)并具有相同的功耗，因此 SFDR 和 SNR 之間存在反比關(guān)系。我們將在本文稍后討論這種權(quán)衡的起源。在此之前，我們先回答一個(gè)重要問題：在高速 ADC 中提高 SFDR 的主要限制是什么？
ADC 中的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)線性
ADC 是基于多種不同電路架構(gòu)設(shè)計(jì)的復(fù)雜系統(tǒng)，例如閃存、SAR、Delta-Sigma (ΔΣ)和流水線結(jié)構(gòu)。根據(jù)架構(gòu)和特定電路實(shí)現(xiàn)，不同的電路元件可能是非線性的主要來源。盡管有多種設(shè)計(jì)，但我們?nèi)匀豢梢哉J(rèn)識到在高速 ADC 中增加 SFDR 的兩個(gè)主要限制，即 S/H 電路和 ADC 的編碼器部分。為了更好地理解這一點(diǎn)，請考慮圖 3 中所示的 SAR ADC 框圖。
圖3. SAR ADC 框圖。
SAR數(shù)字化算法的步是采樣階段，在此期間S/H獲取輸入值。該樣本將在整個(gè)轉(zhuǎn)換階段保留。在轉(zhuǎn)換階段，所采集的樣本會連續(xù)與適當(dāng)?shù)拈撝惦娖竭M(jìn)行比較，以找到輸入的數(shù)字等效值。為了確定輸出的每一位，需要一個(gè)時(shí)鐘周期。假設(shè)采樣階段也需要 1 個(gè)時(shí)鐘周期，則 N 位 SAR ADC 需要 N + 1 個(gè)時(shí)鐘周期。圖 4 顯示了 3 位 SAR ADC 的 S/H 輸出和閾值波形。
圖4. 3 位 SAR ADC 的 S/H 輸出和閾值波形。
這里重要的一點(diǎn)是，對于給定的轉(zhuǎn)換階段，無論輸入頻率是多少，S/H 之后的電路組件都可以理想地使用直流信號。因此，SAR ADC 的比較器或內(nèi)部DAC（數(shù)模轉(zhuǎn)換器）內(nèi)的任何非線性 都不會隨輸入頻率而變化。我們可以說 ADC 編碼器部分的非線性影響了系統(tǒng)的靜態(tài)（或直流）非線性。靜態(tài)非線性的特征是ADC 傳遞函數(shù)中的DNL（微分非線性）和INL（積分非線性）誤差。
S/H 非線性怎么樣？與有效處理直流信號的編碼器部分不同，S/H“看到”交流信號。我們將在下一節(jié)中討論 S/H 非線性的很大一部分如何隨輸入頻率而變化。因此，S/H 決定了 ADC 的動(dòng)態(tài)（或交流）線性度。
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