【導讀】市場上的大多數(shù)高精度模數(shù)轉換器都具有一個電容性‘采樣與保持’片上放大器,其需要在每次轉換前進行再充電。因此,通常采用外部運算放大器。不幸的是,采樣電容器會降低放大器的穩(wěn)定性,因此,放大器會在其輸出顯示低電平振鈴。
市場上的大多數(shù)高精度模數(shù)轉換器都具有一個電容性‘采樣與保持’片上放大器,其需要在每次轉換前進行再充電。因此,通常采用外部運算放大器。不幸的是,采樣電容器會降低放大器的穩(wěn)定性,因此,放大器會在其輸出顯示低電平振鈴。從而很難在非常短的時間內(400毫微秒)為采樣電容器進行再充電使其達到非常高的精度 (40 V)。本文將對此問題進行解釋,并說明如何優(yōu)化模擬前端。
大部分模數(shù)轉換器的輸入均可連接到采樣電容器。在進行轉換之前,電容器充電可達到輸入電壓(參見圖1a)。輸入開關關閉。在t0時,通過打開輸入開關保持信號(圖1b)?,F(xiàn)在,轉換器可以處理信號了。電容器(包括開關)通常稱為‘采樣與保持階段。
圖1:a) 采樣及 b) 保持輸入信號期間的采樣與保持階段
模數(shù)轉換器的設計人員必須確定此電容器的容量。電容器容量越大,采樣噪聲(kT/C噪聲)越低。不過,電容器需要在轉換器的采樣期間(采集時間)再充電。以下例子說明進行此操作的難度。
德州儀器公司 (TI) 推出的 ADS8361 是一款 500kHz的16 位模數(shù)轉換器。其采樣電容器的容量是20pF,采集時間大約為 400 ns。信號應至少建立到最低有效位 (LSB) 大小的一半,其可以根據(jù)滿量程 (FSR) 進行計算:
1 LSB = FSR / 216
也可以使用此數(shù)據(jù)計算再充電過程所需的帶寬 (f3dB):在采集時間內 (Ta=400ns),運算放大器必須建立到 LSB 的一半,對于16位轉換器來說,其為滿量程 (FSR)) 的1/216+1。如果輸入信號Vin 在一次轉換期間根據(jù)FSR改變到下一次轉換,而且再充電是一階指數(shù)曲線的話,則在電容器(Vc)的輸入端收到以下電壓:
如果驅動運算放大器的輸出電流受到限制,則建立與時間不是指數(shù)關系,而是時間線性關系,運算放大器轉換(圖2)。這會增加建立時間。
圖2:再充電電容性負載運算放大器的建立行為 (Settling behaviour)
再次假設兩次轉換輸入信號的變量是滿量程。對于 ADS8361 來說即為 5V。如果轉換采用一半采集時間,則運算放大器的轉換率 (SR) 必須至少為:
SR = 5V/0.2us=25V/us。
而且最大輸出電流必須大于:
不幸的是,大多數(shù)放大器都存在電容性負載方面的問題。電容器旨在降低驅動放大器的相位裕度,并使其變得不穩(wěn)定。因此,放大器的輸出通常會出現(xiàn)某些振鈴(圖3)。
圖3:振鈴放大器的建立行為
其振鈴一般很小,使用示波器不能觀察到,但是利用模數(shù)轉換器可以測量到。因此,DC 輸入電壓需要被施加到驅動運算放大器。在轉換器的輸入代碼隨不斷增加的采集時間振蕩時,則很可能放大器存在振鈴。
為了防止放大器產(chǎn)生振鈴,需要從電容器斷開放大器。這可以通過在放大器與電容器之間放置電阻來實現(xiàn)(圖4)。
圖4:轉換器的模擬前端
電阻的最大值 (Rmax) 可以利用在式 (1) 中計算得到的時間常數(shù)τ來計算:
τ = Rmax * C
Rmax =τ/ C = 1.7k Ω
請注意,替代電阻可以使用 RC 組合。此情況下,必須為上式中的內部電容器 C 增加一個外部電容器 Cex。另外,需要增加模數(shù)轉換器的輸入電阻 (ADC),其在大部分情況下都可以被忽略,因為轉換器的輸入電阻只有幾歐姆。
此電阻可以帶來其他優(yōu)勢,只要最大輸出電流高于以下值,放大器就不會再轉換:
Imax = FSR/R (= 5V/1.7k = 2.90mA)。 (3)
這使其建立行為更具有可預測性。
如果諧波失真 (THD) 是應用的重要規(guī)范的話,則最大電阻可能會受到應用的限制。
電阻器與采樣電容器共同構成了一個低通濾波器。因此,在模數(shù)轉換器的輸出代碼中只能看到低于公式 (2) 所計算的3dB頻率的系統(tǒng)噪聲的頻譜。
另外,驅動放大器也會增加應用的噪聲。為了確保其噪聲不高于系統(tǒng)噪聲,其總的均方根噪聲應小于轉換器的噪聲。假設轉換器的均方根噪聲大約為 30uV。其與180uV 的峰至峰噪聲相關(大約 ADS8361的2.5LSB)。利用公式 (2) 所計算的4.7MHz 帶寬,放大器的噪聲應該低于:
噪聲 = 30uV/sqrt (4.7MHz) = 13.8nV/sqrt (Hz)
請注意,這只是一種粗略估算。由于低通濾波器只以20dB/十進制降低,使用模數(shù)轉換器可以看到某些高于 3dB 的噪聲。為了更好的估算,頻率需要乘以 1.5。另外, ADS8361 具有差分輸入。因此,會在正、負輸入端注入噪聲,其在算式中增加一個 sqrt(2) 因數(shù):
噪聲 = 30uV/(sqrt(2)*sqrt (4.7MHz*1.5) = 8nV/sqrt (Hz)。 (4)
此噪聲與放大器的帶寬無關(如果其帶寬高于 3dB))。
對于 ADS8361 來說,可以使用 TI的 OPA227 放大器,為了增加裕度,外部電阻應低于 1.7kΩ(大約 1.2kΩ)。目前,放大器的統(tǒng)一增益帶寬應等于或大于 RC (f3dB, RC = 1/(2πRC) = 6.6MHz) 3dB。最大輸出電流應至少為 4.2mA(公式(3)),噪聲應低于 6.7nV(公式(4))。OPA227 可以滿足所有要求,并且以合理的價格提供卓越的偏移。OPA227 還可以為差分輸入或多信道應用提供雙運放或四運放版本。
模數(shù)轉換器需要合適的模擬前端。如果不細心選擇的話,就有可能增加噪聲,出現(xiàn)低電平振蕩,偏移會改變,而且也會影響線性。本文為優(yōu)化模擬前端提供了指南,包括放大器的外部電阻、帶寬及噪聲。重要的是要牢記,某些應用可能會存在一些在這里沒有考慮到的非常特殊的要求。
免責聲明:本文為轉載文章,轉載此文目的在于傳遞更多信息,版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問題,請電話或者郵箱聯(lián)系小編進行侵刪。