【導(dǎo)讀】LLC拓?fù)鋸V泛應(yīng)用于各種功率轉(zhuǎn)換設(shè)備中，然而LLC拓?fù)湓谳p載及空載情況下，即使工作頻率范圍很寬，往往仍然出現(xiàn)輸出電壓超出規(guī)格要求的現(xiàn)象。
LLC拓?fù)鋸V泛應(yīng)用于各種功率轉(zhuǎn)換設(shè)備中，然而LLC拓?fù)湓谳p載及空載情況下，即使工作頻率范圍很寬，往往仍然出現(xiàn)輸出電壓超出規(guī)格要求的現(xiàn)象。本文從理論上對(duì)引起該問(wèn)題的原因進(jìn)行了深入分析，證明變壓器原邊等效并聯(lián)電容和原邊MOSFET的輸出電容時(shí)造成該問(wèn)題的根本原因，并針對(duì)根因提出了減小等效電容，原邊MOSFET并聯(lián)電容，諧振電感并聯(lián)電容，增加變壓器原副邊匝比，變換器工作于打嗝模式等措施來(lái)應(yīng)對(duì)該問(wèn)題。
引言
近年來(lái)LLC 拓?fù)鋸V泛應(yīng)用于照明驅(qū)動(dòng)，電視電源，工業(yè)電源，服務(wù)器/PC電源，通信電源等消費(fèi)及工業(yè)領(lǐng)域中的DC-DC級(jí)，這是因其具有如全負(fù)載范圍原邊開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通（ZVS），副邊二極管或同步整流開(kāi)關(guān)零電流關(guān)斷（ZCS），EMI特性好（高頻噪聲分量較少），電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本較低等優(yōu)異特性。典型的半橋全波整流LLC拓?fù)淙缦聢D所示。
圖1：半橋LLC拓?fù)?/span>
對(duì)于LLC拓?fù)?，根?jù)目前最為常用的基波近似法（First Harmonic Approximation, FHA，F(xiàn)undamental Element Simplification, FES)[1]計(jì)算得到的直流增益曲線，即使負(fù)載很輕甚至負(fù)載為零，只要工作頻率足夠高那么輸出電壓電壓一定是可控的，即可以穩(wěn)定在規(guī)格要求范圍內(nèi)。然而，在大量采用該拓?fù)涞漠a(chǎn)品中都可以發(fā)現(xiàn)：在輕載下輸出電壓無(wú)法穩(wěn)定在規(guī)格要求范圍內(nèi)即往往高于規(guī)格的要求，即使LLC已經(jīng)工作于非常非常高的頻率。這與目前的理論分析是不相符的。因此有必要在輕載及空載條件下對(duì)直流增益曲線進(jìn)行重新分析與計(jì)算，從中找到影響直流增益的因素，從而找到解決問(wèn)題的方案。
變壓器原邊等效并聯(lián)寄生電容對(duì)直流增益曲線的影響
采用FHA/FES方法計(jì)算LLC的直流增益曲線時(shí)，LLC變壓器的模型中的漏感實(shí)際上已經(jīng)被考慮進(jìn)去：對(duì)于諧振電感為獨(dú)立電感的應(yīng)用，因?yàn)槁└信c諧振電感為串聯(lián)關(guān)系（副邊漏感等效折算到原邊），因此諧振腔的諧振電感感量為設(shè)計(jì)的諧振電感與漏感疊加值。而對(duì)于諧振電感與變壓器集成方案，變壓器漏感即諧振電感。但是原邊繞組間，副邊繞組間的分布電容及副邊整流二極管或同步整流MOSFET的輸出電容并未考慮到計(jì)算中。當(dāng)考慮這些寄生電容后，變壓器的模型及LLC等效電路分別如圖2和3所示[3]。
圖2 考慮副邊寄生電容后的變壓器模型
圖3 考慮副邊寄生電容后的LLC等效電路模型
根據(jù)圖2所示結(jié)構(gòu)，圖3中的變壓器原邊等效并聯(lián)寄生電容Cp為：
Cpw，Csw，Csoss分別為變壓器原邊繞組分布電容，變壓器副邊繞組分布電容及輸出整流二極管或同步整流管的等效輸出電容，Nps為變壓器原副邊的匝比，
根據(jù)圖3所示等效電路，計(jì)算得到的LLC直流增益為：
(2)其中：
以一個(gè)LLC諧振變換器設(shè)計(jì)參數(shù)為例：Lp=1400uH; Lr=165uH; Cr=68nF，Nps=16.7，對(duì)于圖4所示的LLC變換器，使用阻抗分析儀在板測(cè)試變壓器原邊等效電容（圖中所示的藍(lán)色圓點(diǎn)為測(cè)試端），根據(jù)測(cè)試得到的阻抗曲線計(jì)算得到原邊等效電容Cp為：
圖4 采用LLC拓?fù)涞拈_(kāi)關(guān)電源變壓器原邊等效并聯(lián)電容測(cè)試端
根據(jù)公式（2）可以計(jì)算得到不同品質(zhì)因數(shù)Q值（對(duì)應(yīng)100%負(fù)載~1%負(fù)載）下的增益曲線族，如圖5所示；
圖5 考慮變壓器寄生電容后的直流增益曲線
而相同條件下不考慮寄生電容的增益曲線族如圖6所示。
圖6 不考慮變壓器寄生電容的直流增益曲線
從圖5和圖6的對(duì)比可以得到，由于變壓器原邊繞組等效寄生電容的存在，增益曲線在高頻出現(xiàn)另一個(gè)電感電容并聯(lián)諧振點(diǎn)，導(dǎo)致增益曲線在輕載情況下隨頻率升高而增益變高，且負(fù)載越輕，該現(xiàn)象越明顯。這將導(dǎo)致輕載情況下輸出電壓無(wú)法穩(wěn)定。相同負(fù)載（以10%負(fù)載為例）不同原邊寄生電容（500pF~50pF）下的增益曲線如圖7所示。從圖中可知，寄生電容越大，諧振點(diǎn)越低，對(duì)LLC增益曲線的影響越大，只有在寄生電容小于50pF情況下，其對(duì)增益曲線的影響可以忽略不計(jì)。
圖7 不同寄生電容下的直流增益曲線
隨著工作頻率的進(jìn)一步升高，變壓器中更多的寄生電容和寄生電感對(duì)LLC的工作模式產(chǎn)生影響，使得LLC拓?fù)渥優(yōu)槎嘣C振拓?fù)?，增益曲線將出現(xiàn)多個(gè)諧振點(diǎn)，LLC特性將變的更加復(fù)雜。
原邊MOSFET等效輸出電容對(duì)直流增益曲線的影響
對(duì)于LLC拓?fù)?，原邊MOSFET在進(jìn)行開(kāi)關(guān)切換（即一個(gè)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，死區(qū)時(shí)間后另一個(gè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通）過(guò)程中，激磁電感會(huì)與原邊MOSFET的輸出電容產(chǎn)生諧振，該諧振能量將部分傳遞到副邊，使得在空載及輕載情況下輸出電壓升高。文獻(xiàn)[7]中詳細(xì)分析了LLC拓?fù)湓匨OSFET的輸出電容對(duì)直流增益曲線的影響，不同MOSFET輸出電容對(duì)直流增益的影響如圖8所示[7]：
圖8 不同原邊MOSFET輸出電容對(duì)輕載直流增益曲線的影響
當(dāng)MOSFET的輸出電容較小時(shí)，輕載下直流增益曲線出現(xiàn)上翹現(xiàn)象，使得輸出電壓無(wú)法保持在規(guī)格要求范圍內(nèi)。
保持輸出電壓穩(wěn)定的措施
根據(jù)本文第2部分的分析，由于變壓器等效原邊電容的存在和原邊MOSFET輸出電容較小，LLC的增益曲線在高頻段出現(xiàn)隨工作頻率上升的現(xiàn)象，導(dǎo)致輕載情況下輸出電壓無(wú)法保持在規(guī)格范圍內(nèi)。這是多數(shù)開(kāi)關(guān)電源無(wú)法接受的。接下來(lái)的部分將介紹一些措施來(lái)解決該問(wèn)題：
4.1減小變壓器等效并聯(lián)電容
這是最直接解決問(wèn)題的方案，然而卻也是最難實(shí)施的方案。由于無(wú)論如何變壓器的寄生電容都是存在的，因此可以采取的措施是盡量減小該電容，文獻(xiàn)[3]給出了其稱之為“分離式繞法”的變壓器繞制建議，其寄生電容只有傳統(tǒng)并繞方法的十分之一。文獻(xiàn)[4]提出了“累進(jìn)式”繞制方法，寄生電容非常小。但往往這些繞制方式會(huì)帶來(lái)繞制的復(fù)雜性提高，從而使得變壓器的價(jià)格上升。
4.2 LLC工作于打嗝模式
在輕載情況下LLC拓?fù)溥M(jìn)入打嗝（burst）模式是較多采用的一種控制策略，該策略一方面可以保持輸出電壓在規(guī)格范圍內(nèi)，另一方面減小了輕載下的輸入功率，提高了輕載下的效率。圖9為典型的打嗝模式下的關(guān)鍵波形[5]。然而打嗝模式會(huì)帶來(lái)輸出電壓紋波變大，這在一些應(yīng)用，例如服務(wù)器電源，PC電源等是無(wú)法接受的。
圖9 打嗝模式下的LLC關(guān)鍵波形示意圖
4.3諧振電感并聯(lián)電容
對(duì)于諧振電感為獨(dú)立電感的應(yīng)用中，文獻(xiàn)[6]提出了一種多諧振LLC的方案，即在諧振電感上并聯(lián)一個(gè)電容，如圖10所示，從而生成一個(gè)新的LLC諧振點(diǎn)f02，且
圖10 多諧振LLC拓?fù)?/span>
原有諧振頻率也稍有變化，其值為：
新的增益曲線如圖11所示：
圖11 多諧振LLC變換器直流增益曲線
由于增益曲線在fw=f02時(shí)為零，因此理論上該多諧振LLC拓?fù)湓谌魏呜?fù)載下輸出電壓都可以低至零。設(shè)計(jì)中需要選擇合適的C_p，確保LLC的最高工作頻率不超過(guò)f02。
4.4 原邊MOSFET并聯(lián)電容
根據(jù)第3部分的分析，原邊MOSFET的輸出電容越大，相同工作頻率下直流增益曲線越低，即輸出電壓越容易控制在規(guī)格范圍內(nèi)。因此在選定原邊MOSFET的前提下，還可以通過(guò)并聯(lián)電容來(lái)增大等效輸出電容，從而控制輸出電壓。此方法簡(jiǎn)單易行，可是缺點(diǎn)也較明顯：輸出電容的增大帶來(lái)MOSFET開(kāi)關(guān)損耗的增加，從而降低了轉(zhuǎn)化效率，特別是在輕載下，效率的降低比較明顯。
4.5 增加變壓器原副邊匝比
根據(jù)圖6~圖8，無(wú)論是變壓器原邊等效并聯(lián)寄生電容還是原邊MOSFET輸出電容對(duì)直流增益曲線的影響，都是發(fā)生在工作頻率高于諧振頻率的情況下。因此通過(guò)增加變壓器的原副邊匝比（多數(shù)是通過(guò)增加變壓器原邊繞組的匝數(shù)），令LLC拓?fù)湓谳p載情況下工作于諧振點(diǎn)附近，則寄生參數(shù)對(duì)輸出電壓的影響可以忽略，從而輕載下輸出電壓更容易穩(wěn)定在規(guī)格范圍內(nèi)。當(dāng)然此設(shè)計(jì)需要考慮滿載及過(guò)流保護(hù)前等情況下的直流增益的峰值足夠高，保證這些情況下輸出電壓的穩(wěn)定。
4.6 減小副邊二極管/同步整流管寄生電容
根據(jù)第2部分的分析，變壓器原邊等效并聯(lián)電容有一部分為副邊二極管或同步整流管的等效輸出電容，因此選擇較小輸出電容的二極管或者M(jìn)OSFET將有助于穩(wěn)定輸出電壓。文獻(xiàn)[8] 提出了在輸出二極管或同步整流管上并聯(lián)一個(gè)MOSFET與二極管串聯(lián)的電路，該電路將部分能量反饋到原邊側(cè)，從而在輕載及空載下維持了輸出電壓的穩(wěn)定。
4.7 輕載下關(guān)閉同步整流管
對(duì)于副邊為同步整流（MOSFET為副邊側(cè)開(kāi)關(guān)管）的設(shè)計(jì)，在輕載情況下將同步整流的驅(qū)動(dòng)關(guān)閉將有助于保持輸出電壓的穩(wěn)定，當(dāng)同步整流的驅(qū)動(dòng)關(guān)閉后，副邊側(cè)通過(guò)MOSFET的體二極管續(xù)流，體二極管的壓降介于0.7V~1.2V，遠(yuǎn)高于同步整流開(kāi)通時(shí)的壓降（V=ID*R(DS(on))），因此相同輸出電壓下所需要的副邊繞組的輸出電壓更高。當(dāng)然關(guān)閉同步整流的驅(qū)動(dòng)也會(huì)有額外的問(wèn)題，在負(fù)載突然加重需要將同步整流驅(qū)動(dòng)打開(kāi)時(shí)，由于上述壓差的存在會(huì)導(dǎo)致輸出電壓出現(xiàn)過(guò)沖現(xiàn)象，因此設(shè)計(jì)中需要綜合考慮該措施的可實(shí)施性。
總結(jié)
本文對(duì)LLC拓?fù)湓谳p載及空載情況下輸出電壓超出規(guī)格要求的現(xiàn)象進(jìn)行了理論分析，證明變壓器原邊等效并聯(lián)電容和原邊MOSFET輸出電容的存在產(chǎn)生出了該問(wèn)題。相應(yīng)地， 本文提出了多種可行的解決方案，來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。本文將對(duì)電源開(kāi)發(fā)工程師解決LLC拓?fù)漭p載下的輸出電壓偏高問(wèn)題提供有益的參考。
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