圖1電路為完備的PD供電電路，具有一個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器，輸出12V電壓時(shí)可提供高達(dá)0.85A的電流。MAX5953A內(nèi)置高邊、低邊功率開(kāi)關(guān)FET，低邊FET不能配置為同步整流二極管。因此，buck轉(zhuǎn)換器僅使用高邊FET。因?yàn)镮C內(nèi)部的限流電路工作時(shí)利用低邊FET電流產(chǎn)生的壓降，該電路不具備自動(dòng)電流限制功能。啟動(dòng)時(shí)，保險(xiǎn)絲F1提供短路保護(hù)。

 

圖1. 包含一個(gè)12V、0.85A buck轉(zhuǎn)換器的PD原理圖

 

MAX5953具有如下特性：

 

1.TVS二極管D1用于抑制瞬間尖峰電壓和反向電壓。

 

2.該電路根據(jù)輸入電壓不同工作在三種模式：PD偵測(cè)模式、PD分級(jí)模式和PD供電模式。使用或沒(méi)有使用二極管電橋情況下的電壓門限都符合IEEE 802.3af標(biāo)準(zhǔn)。

 

 

3.完成開(kāi)啟過(guò)程，且VOUT - VEE = 1.23V時(shí)，PGOOD進(jìn)入漏極開(kāi)路模式。軟啟動(dòng)電容C15由內(nèi)部33µA的上拉電流充電，給DC-DC轉(zhuǎn)換器提供軟啟動(dòng)。通過(guò)設(shè)定分壓電阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的電壓門限，DC-DC轉(zhuǎn)換器在達(dá)到VOUT = -30V (相對(duì)于V+)以前沒(méi)有開(kāi)始工作。

 

4.因?yàn)?級(jí)功率限制最大功率為12.95W，當(dāng)輸出電壓為12V、電源轉(zhuǎn)換效率為80%時(shí)，負(fù)載電流限制在0.85A。

 

 

UVLO的默認(rèn)啟動(dòng)電壓為38.6V，默認(rèn)關(guān)斷電壓約為30V。利用V+和VEE間的分壓電阻(中心抽頭接在UVLO)可以將UVLO的啟動(dòng)、關(guān)斷電壓設(shè)置在12V至67V之間的任意值。

 

達(dá)到UVLO門限電壓時(shí)，以10µA電流給FET柵極充電，內(nèi)置FET將緩慢導(dǎo)通。緩慢的導(dǎo)通過(guò)程使100µF電容C6的充電電流最小。該電路中，OUT的熱拔插輸出電壓以大約910mV/ms的速率下降，電壓作用到輸入端大約8ms后開(kāi)始下降，見(jiàn)圖2。

 

圖2. 熱拔插啟動(dòng)和斜坡時(shí)序

 

CH1 = VSS, CH2 = VOUT

 

 

DC-DC轉(zhuǎn)換器是典型的buck轉(zhuǎn)換器，使用內(nèi)部高邊FET和外部肖特基同步整流二極管。輸入電壓范圍為30V (由DCUVLO的分壓電阻設(shè)置)至60V，該范圍對(duì)應(yīng)的降壓比為最小2.5:1至最大5:1，對(duì)應(yīng)的占空比為20%至40%。開(kāi)關(guān)頻率由R4、C4設(shè)定為532kHz，以提供最小420ns的導(dǎo)通脈沖寬度，保持低開(kāi)關(guān)損耗。

 

軟啟動(dòng)過(guò)程包括一下操作時(shí)序：限制OPTO反饋電壓使其不要比CSS端電壓高出1.45V，由內(nèi)部33µA電流源給CSS端電容充電。PGOOD將CSS初始電壓箝位至GND，而當(dāng)OUT與VEE之間的差值小于1.2V時(shí)，熱拔插功能完成，PGOOD釋放。該過(guò)程允許啟動(dòng)時(shí)反饋信號(hào)緩慢上升，緩慢增大占空比可以避免輸出過(guò)沖。啟動(dòng)時(shí)OPTO引腳的上升斜率體現(xiàn)了軟啟動(dòng)特性(圖3)，當(dāng)VOPTO電壓約為2V時(shí)，斜坡電壓處于正常工作狀態(tài)。圖4所示為重載時(shí)的情況，圖5所示為輕載時(shí)的工作情況。

 

圖3. 軟啟動(dòng)時(shí)序

 

CH1 = VOPTO, CH2 = VCSS; CSS = 470nF

 

圖4. PWM通過(guò)OPTD的反饋電壓與RAMP電壓比較進(jìn)行控制

 

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 400mA

 

圖5. 低電流負(fù)載條件下，PWM斜坡電壓與OPTO的反饋電壓進(jìn)行比較 

 

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 50mA

 

控制器工作在電壓模式，前饋電壓斜率由R3和C3設(shè)定。OPTO信號(hào)與RAMP電壓進(jìn)行比較。

 

 

477nF的軟啟動(dòng)電容(CSS)將過(guò)沖電壓降至1%甚至更低，如圖6所示。較小的CSS電容能夠在一定程度上控制上電過(guò)程出現(xiàn)的輸出電壓過(guò)沖，如圖7所示，當(dāng)CSS = 100nF時(shí)，電壓過(guò)沖達(dá)到7.7%。更小的CSS可加速啟動(dòng)過(guò)程，但卻增大了上電時(shí)的輸出電壓過(guò)沖。

 

圖6. 啟動(dòng)過(guò)程的輸出電壓過(guò)沖

 

CH1 = VOUT, CH2 = VCSS, CSS = 470nF, RLOAD = 30Ω (IOUT = 400mA @ 12V)，過(guò)沖電壓 ≈ 0

 

圖7. 啟動(dòng)過(guò)程的輸出電壓過(guò)沖

 

CSS = 100nF

 

 

雖然MAX5953內(nèi)部集成有高邊和低邊FET，但低邊FET只用于正激或反激電路中的變壓器耦合隔離。高邊、低邊FET同時(shí)導(dǎo)通，電流檢測(cè)通過(guò)檢測(cè)低邊FET的壓降實(shí)現(xiàn)。因?yàn)闆](méi)有使用低邊FET，本電路沒(méi)有電流檢測(cè)功能。發(fā)生短路時(shí)，利用保險(xiǎn)絲保護(hù)MAX5953和其內(nèi)部調(diào)整管FET不受損壞。然而，一旦DC-DC轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)，保險(xiǎn)絲的輸出短路保護(hù)作用將很有限，因?yàn)楸ｋU(xiǎn)絲的熱遲滯可能導(dǎo)致通道上的器件損壞。

 

 

圖8所示的負(fù)載瞬變情況發(fā)生在從1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載突變。在輸出端接一個(gè)固定400mA的負(fù)載，并聯(lián)一個(gè)400mA脈沖負(fù)載。如果負(fù)載從0mA跳至400mA時(shí)，負(fù)載電壓在瞬間發(fā)生劇大變化，如圖9；而圖8所示情況負(fù)載電壓突變較低，當(dāng)負(fù)載電流高于50mA時(shí)幾乎與直流負(fù)載無(wú)關(guān)。

 

圖8. 1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載躍變

 

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 1.2%, IOUT = 800mA→400mA→800mA

 

圖9. 從0到1/2滿負(fù)荷的負(fù)載躍變

 

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 5%至10%, IOUT = 400mA→mA→400mA

 

 

轉(zhuǎn)換效率介于負(fù)載電流為250mA時(shí)的71%至負(fù)載電流為1A時(shí)的80.5%。圖10顯示當(dāng)850mA滿負(fù)荷電流時(shí)，轉(zhuǎn)換效率將大于80%。

 

圖10. VIN = 48V時(shí)的轉(zhuǎn)換效率

 

 

電壓模式控制環(huán)路存在兩個(gè)極點(diǎn)：4.1kHz LCOUT (L1、C9)諧振頻率，和一個(gè)由于COUT的低ESR產(chǎn)生的高于4MHz的零點(diǎn)。使用3類環(huán)路補(bǔ)償可使單位增益帶寬高于LCOUT的諧振頻率。兩個(gè)零點(diǎn)設(shè)置為2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11、C15)，補(bǔ)償LCOUT的兩個(gè)諧振極點(diǎn)，兩極點(diǎn)置于20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。從圖11控制環(huán)路波特圖可以看出，單位增益頻率為19.4kHz，相位裕量為59°。

 

圖11. 環(huán)路波特圖

 

 

這個(gè)簡(jiǎn)單的buck轉(zhuǎn)換器非常適合PD應(yīng)用，低成本的非變壓器耦合結(jié)構(gòu)，唯一的不足是短路情況下有可能出現(xiàn)保護(hù)失效。

 

本文來(lái)源于Maxim。