電流傳感器在開關(guān)電源中的應(yīng)用

開關(guān)電源從控制方式上可分為電壓控制型和電流控制型，從隔離變壓器的驅(qū)動(dòng)方式上可分為單端型和雙端型。在這些電路形式中， 許多形式的開關(guān)電源需要使用電流傳感器檢測(cè)電流，或者用于脈沖占空比的控制，或者用于電路的保護(hù)。電流控制型開關(guān)電源直接對(duì)輸入的脈沖電流進(jìn)行檢測(cè)，能同時(shí)根據(jù)輸入電壓和輸出電壓的變化綜合調(diào)節(jié)脈沖占空比，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快，輸入電壓的波動(dòng)對(duì)輸出電壓影響小等特點(diǎn)。電流控制型開關(guān)電源中需要電流傳感器檢測(cè)輸入的脈沖電流， 以作為開關(guān)電源調(diào)節(jié)脈沖占空比、穩(wěn)定輸出電壓的反饋信號(hào)。圖1 所示為一個(gè)電流控制型的反激式開關(guān)電源的輸入通道原理圖。圖中電阻RS在電路中的作用即是電流傳感器， 在功率開關(guān)T1導(dǎo)通時(shí)， 流過隔離變壓器原邊繞組W1的電流Ii將使RS上產(chǎn)生電壓降US，US即為向開關(guān)電源控制器反饋的輸入電流值信號(hào)。根據(jù)輸出電壓反饋信號(hào)和輸入電流值反饋信號(hào)US， 開關(guān)電源控制器將綜合調(diào)節(jié)電路的脈沖占空比，保證輸出電壓的穩(wěn)定。

圖1：反激式開關(guān)電源輸入通道原理圖

雙端型開關(guān)電源雙向驅(qū)動(dòng)隔離變壓器，可以有效地提高隔離變壓器的使用效率，減小隔離變壓器的體積。為了防止隔離變壓器偏磁飽和，雙端型開關(guān)電源常常需要電流傳感器檢測(cè)輸入隔離變壓器的雙向脈沖電流，以進(jìn)行電流的平衡控制和電路保護(hù)。圖2 為一個(gè)推挽式開關(guān)電源的防偏磁原理圖，電路以電阻RS作為電流傳感器，當(dāng)功率開關(guān)T1、T2依次導(dǎo)通時(shí)，分別流過隔離變壓器原邊繞組W1和W2的電流I1和I2將被電阻RS以電壓US的形式向偏磁控制電路反饋。一旦兩路電流差值過大或某一路電流值過大，即說明隔離變壓器出現(xiàn)了偏磁飽和現(xiàn)象，由偏磁控制電路調(diào)節(jié)功率開關(guān)T1或T2的導(dǎo)通占空比，使隔離變壓器的雙向磁感應(yīng)強(qiáng)度趨于平衡[2]。

圖2：推挽式開關(guān)電源防偏磁原理圖

為了提高開關(guān)電源工作的可靠性，防止輸出電流過流等情況發(fā)生，許多開關(guān)電源在輸出端接入電流傳感器，檢測(cè)輸出電流的大小，一旦輸出電流超過設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)，保護(hù)電路即采取必要措施保護(hù)開關(guān)電源的安全[3]。此外，當(dāng)開關(guān)電源作為蓄電池充電器時(shí)，也需要檢測(cè)輸出電流的大小，以此了解蓄電池的充電情況，適時(shí)切換充電方式，達(dá)到提高充電效率，延長(zhǎng)蓄電池的使用壽命的效果。圖3 為一個(gè)蓄電池充電器的輸出電流檢測(cè)原理圖， 電流檢測(cè)電阻RS將蓄電池的充電電流轉(zhuǎn)化為電壓US，反饋給充電方式控制電路，由控制電路根據(jù)充電電流的大小適時(shí)切換充電方式[4]。

采用霍爾電流傳感器作為開關(guān)電源的電流反饋傳感器

為了克服以電阻作為電流傳感器所產(chǎn)生的功耗，采用霍爾電流傳感器作為開關(guān)電源的電流傳感器。霍爾電流傳感器由磁芯、磁芯繞組、霍爾電極以及電壓放大器等組成，當(dāng)被檢測(cè)電流流過磁芯繞組時(shí)，將在磁芯中產(chǎn)生磁場(chǎng)，磁場(chǎng)的磁感應(yīng)強(qiáng)度將通過霍爾電極轉(zhuǎn)換為電壓，經(jīng)過內(nèi)部電壓放大器的放大和處理，以與被檢測(cè)電流成一定比例關(guān)系的電壓形式輸出?；魻栯娏鱾鞲衅鞯臉?gòu)成有開環(huán)和閉環(huán)兩種形式，開環(huán)霍爾電流傳感器將霍爾電極的轉(zhuǎn)換電壓放大后的直接輸出，其電流容量大，但測(cè)量精度稍低[5]；閉環(huán)霍爾電流傳感器采用磁平衡方式測(cè)量電流，測(cè)量精度高，線性度好，非常適合在開關(guān)電源中使用。閉環(huán)霍爾電流傳感器的結(jié)構(gòu)如圖4 所示，被測(cè)電流通過繞組后在磁芯中產(chǎn)生磁場(chǎng)，磁場(chǎng)使霍爾電極上產(chǎn)生電壓，此電壓經(jīng)放大器放大后輸出，同時(shí)經(jīng)補(bǔ)償繞組使磁芯中磁場(chǎng)得到平衡補(bǔ)償，保證輸出電壓UOUT 與被測(cè)電流成嚴(yán)格的線性關(guān)系。

圖3：開關(guān)電源充電器輸出電流檢測(cè)原理圖

圖4：閉環(huán)霍爾電流傳感器的結(jié)構(gòu)

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常用的TBC-DS 系列閉環(huán)霍爾電流傳感器的引線框圖和傳輸特性如圖5 所示[6]。圖5（a）所示的霍爾電流傳感器引線中，I+1~3和I-1~3是被測(cè)電流的串入繞組引腳， 其中，I+1和I-1是一個(gè)被測(cè)電流繞組的引腳，I+2和I-2、I+3和I-3也分別各是一個(gè)被測(cè)電流繞組的引腳。當(dāng)3 個(gè)被測(cè)電流繞組并聯(lián)時(shí)，霍爾電流傳感器的額定測(cè)量電流為IPN1； 若將兩個(gè)繞組并聯(lián)再與一個(gè)繞組串聯(lián)時(shí)，霍爾電流傳感器的額定測(cè)量電流為IPN2；若將3 個(gè)繞組相互串聯(lián)時(shí)，霍爾電流傳感器的額定測(cè)量電流為IPN3。3 個(gè)額定測(cè)量電流間的關(guān)系為：IPN1=2 IPN2=3 IPN3?？梢姡ㄟ^3 組被測(cè)電流繞組的不同接法，可以改變霍爾電流傳感器的額定測(cè)量電流值，擴(kuò)展測(cè)量區(qū)間。VCC為電源引腳，電源電壓通常為5 V；GND 是電源和傳感器輸出電壓的地；OUT 是傳感器電壓輸出引腳。由5（b）所示的霍爾電流傳感器傳輸特性可見，當(dāng)被測(cè)電流為0 時(shí),其輸出電壓UOUT =2.5 V；當(dāng)被測(cè)電流不為0 且方向?yàn)閺腎+至I-時(shí)，輸出電壓UOUT>2.5 V,當(dāng)被測(cè)電流不為0 且方向?yàn)閺腎-至I+時(shí)，輸出電壓UOUT<2.5 V。IPN和-IPN是霍爾傳感器的正負(fù)額定電流， 當(dāng)被檢測(cè)電流達(dá)到額定電流時(shí)，根據(jù)電流方向的不同，輸出電壓UOUT 的值分別為3.125 V 或1.875 V， 即相對(duì)于2.5 V 的中心值有±0.625 V的偏移。當(dāng)被檢測(cè)電流值絕對(duì)值大于IPN 時(shí)，霍爾傳感器仍可輸出與被檢測(cè)電流成線性關(guān)系的電壓值，直至被檢測(cè)電流達(dá)到霍爾傳感器的最大檢測(cè)電流IPmax。通常，IPmax>3 IPN。

圖5:閉環(huán)霍爾電流傳感器的引線和傳輸特性

霍爾電流傳感器被測(cè)電流繞組的阻抗通常小于1 mΩ，串入被檢測(cè)電流回路后產(chǎn)生的功耗極小，可以忽略不計(jì)。以霍爾傳感器作為開關(guān)電源電流傳感器時(shí)，只需將霍爾電流傳感器的兩個(gè)被檢測(cè)電流接入端I+和I-串入電流回路中，取代原來的電流檢測(cè)電阻即可。但霍爾電流傳感器需要一個(gè)5 V的電壓供電，此電壓需要由開關(guān)電源提供。一般的開關(guān)電源控制器芯片均會(huì)提供一個(gè)5 V 左右的參考電壓Vref輸出，如果電流容量允許，也可將此參考電壓作為霍爾電流傳感器的供電電壓。需要重點(diǎn)考慮的是霍爾電流傳感器的輸出電壓UOUT的轉(zhuǎn)換，涉及輸出電壓基值和輸出電壓與被檢測(cè)電流的比例關(guān)系兩個(gè)方面。其一，電流檢測(cè)電阻以0 V 作為基值，即被測(cè)電流為0 時(shí)，其兩端電壓為0 V；而霍爾電流傳感器的UOUT 是以2.5 V 為基值，即被測(cè)電流為0 時(shí)，UOUT =2.5 V。其二，電流檢測(cè)電阻兩端電壓與被檢測(cè)電流的比例關(guān)系是由電阻阻值決定的，電阻兩端電壓 US=I?i RS；而霍爾傳感器的輸出電壓與被測(cè)電流的比例關(guān)系通常取決于霍爾電流傳感器的額定電流IPN，當(dāng)被檢測(cè)電流等于霍爾電流傳感器的額定電流時(shí)，UOUT的偏移量為±0.625 V。設(shè)，則霍爾電流傳感器被檢測(cè)電流I1與輸出電壓的傳輸關(guān)系為：

(Uout)/I1 =0.625V/IPN                     （1）

實(shí)現(xiàn)霍爾電流傳感器的輸出電壓UOUT的轉(zhuǎn)換，替換電流檢測(cè)電阻可采用如下方式：選擇適當(dāng)額定電流的霍爾電流傳感器，根據(jù)開關(guān)電源電路中的電流最大值I1max，依式（1）即可計(jì)算出反饋至開關(guān)電源控制器的電壓最大值U′OUTmax ， 則霍爾傳感器產(chǎn)生的反饋電壓的變化區(qū)間即為0~U′OUTmax 。如果開關(guān)電源控制器要求的反饋電壓最大值USmax大于U′OUTmax 且與U′OUTmax 相近， 則可直接采用2.5 V 的穩(wěn)壓二極管將霍爾電流傳感器的輸出電壓基值嵌位至0 V， 其電路如圖6 所示。也可使用精密可調(diào)基準(zhǔn)源TL431 代替穩(wěn)壓二極管，將TL431 的K 端和R 端并聯(lián)，亦可實(shí)現(xiàn)2.5 V 的壓降，其電路如圖7 所示?；魻栯娏鱾鞲衅鞯妮敵鲭妷篣OUT經(jīng)嵌位后，加至開關(guān)電源控制器[7]的反饋電壓就為U′OUT 。但應(yīng)注意，霍爾電流傳感器被測(cè)電流繞組的電流方向應(yīng)為I+至I-，不可接反，否則輸出電壓將為0。

圖6：使用穩(wěn)壓二極管嵌位霍爾傳感器

圖7:使用TL431 嵌位霍爾傳感器

如果開關(guān)電源控制器要求的反饋電壓最大值USmax小于U′OUTmax 或遠(yuǎn)大于U′OUTmax ，則可依圖8 所示電路，將UOUT經(jīng)運(yùn)放構(gòu)成的比例放大器處理后，再用2.5 V 穩(wěn)壓二極管嵌位，反饋至開關(guān)電源控制器。由于比例放大器通常采用反相放大方式，故霍爾電流傳感器被測(cè)電流繞組的電流方向應(yīng)為I-至I+。

圖8：使用比例放大器對(duì)傳感器輸出電壓進(jìn)行處理

采用霍爾電流傳感器與電流傳感電阻的比較

霍爾電流傳感器的被測(cè)電流繞組阻抗通常小于1 mΩ，串入被檢測(cè)電流回路后產(chǎn)生的功耗極小，可以忽略不計(jì)。而電流傳感電阻是耗能元件， 在輸入電流或輸出電流比較大時(shí)，電流傳感電阻上的功耗可達(dá)幾瓦至十幾瓦。同時(shí)，功耗還導(dǎo)致電流傳感電阻的發(fā)熱，增加了開關(guān)電源的散熱難度。因此，采用霍爾電流傳感器比電流傳感電阻在提高開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率上存在較大優(yōu)勢(shì)。

霍爾電流傳感器能夠比較準(zhǔn)確的檢測(cè)電流，輸出電壓與被測(cè)電流成嚴(yán)格的線性關(guān)系，線性度誤差小于0.1%。而電流傳感電阻在環(huán)境溫度變化或自身發(fā)熱后， 其阻值將變化，影響電流檢測(cè)精度。因此，將霍爾電流傳感器用于開關(guān)電源過流保護(hù)、蓄電池充電器的充電電流檢測(cè)時(shí)，會(huì)比電流傳感電阻的精度高得多。如果開關(guān)電源采用恒流模式輸出，則使用霍爾電流傳感器檢測(cè)輸出電流會(huì)極大提高開關(guān)電源的輸出電流精度。

目前，霍爾電流傳感器的應(yīng)用剛處于開始階段，霍爾電流傳感器的價(jià)格遠(yuǎn)高于電流傳感電阻，因此，霍爾電流傳感器還只能用于大輸入電流開關(guān)電源的輸入電流反饋和大輸出電流開關(guān)電源的輸出電流檢測(cè)。在這樣的開關(guān)電源中，霍爾電流傳感器所帶來的轉(zhuǎn)換效率優(yōu)勢(shì)高于價(jià)格劣勢(shì)。隨著霍爾電流傳感器的應(yīng)用普及, 霍爾電流傳感器的價(jià)格會(huì)越來越低，應(yīng)用也會(huì)越來越廣泛。

結(jié)論

綜上所述，采用霍爾電流傳感器作為開關(guān)電源中的電流傳感器，替代以往的電流傳感電阻，可以大大降低開關(guān)電源的功耗，減少電路的發(fā)熱，從而提高開關(guān)電源的整體轉(zhuǎn)換效率，延長(zhǎng)開關(guān)電源的壽命。雖然使用霍爾電流傳感器較使用電流傳感電阻使開關(guān)電源的成本會(huì)有所提高， 但綜合考慮，使用霍爾電流傳感器的性價(jià)比會(huì)更高，故此方法具有很好的應(yīng)用價(jià)值。霍爾電流傳感器的價(jià)格會(huì)越來越低，應(yīng)用也會(huì)越來越廣泛。